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  第4章 光检测器和光接收器 光检测器的工作原理 光检测器的特性参数 光 接 收 机 光收发合一模块 光纤通信技术的回顾和展望 4.1 光检测器的工作原理 光检测器的作用是将接收到的光信号转换成电流信号。其工作过程的基本机理是光的吸收,见第1章1.1节。当能量超过禁带宽度Eg的光子入射到半导体材料上时,每一个光子若被半导体材料吸收将会产生一个电子-空穴对,如果此时在半导体材料上加上电场,电子-空穴对就会在半导体材料中渡越,形成光电流。图4.1.1说明了光检测器的工作原理。 图4.1.1 光检测器的工作原理 左侧入射的信号光透过P+区进入耗尽区,当PN结上加反向偏置电压时,耗尽区内受激吸收生成的电子-空穴对分别在电场的作用下做漂移运动,电子向N区漂移,空穴向P+区漂移,从而在外电路形成了随光信号变化的光生电流信号。耗尽区的宽度由反向电压的大小决定。符号P+表示重掺杂区。 * 4.1.1 PIN光检测器 PIN光检测器也称为PIN光电二极管,在此,PIN的意义是表明半导体材料的结构,P+和N型半导体材料之间插入了一层掺杂浓度很低的半导体材料(如Si),记为I,称为本征区,如图4.1.2所示。 图4.1.2 PIN光电二极管 在图4.1.1中,入射光从P+区进入后,不仅在耗尽区被吸收,在耗尽区外也被吸收,它们形成了光生电流中的扩散分量,如P+区的电子先扩散到耗尽区的左边界,然后通过耗尽区才能到达N区,同样,N区的空穴也是要扩散到耗尽区的右边界后才能通过耗尽区到达P+区。我们将耗尽区中光生电流称为漂移分量,它的传送时间主要取决于耗尽区宽度。显然扩散电流分量的传送要比漂移电流分量所需时间长,结果使光检测器输出电流脉冲后沿的拖尾加长,由此产生的时延将影响光检测器的响应速度。设耗尽区宽度为w,载流子在耗尽区的漂移时间可由下式计算,即 (4.1.1) 是载流子的漂移速度; 如果耗尽区的宽度较窄,大多数光子尚未被耗尽区吸收,便已经到达了N区,而在这部分区域,电场很小,无法将电子和空穴分开,所以导致了量子效率比较低。 的典型值为100ps。 实际上,PN结耗尽区可等效成电容,它的大小与耗尽区宽度的关系如下: (4.1.2) 式中,? 是半导体的介电常数;A是耗尽区的截面积。Cd的典型值为1~2pF。可见,耗尽区宽度w越窄,结电容越大,电路的RC时间常数也越大,不利于高速数据传输。 考虑到漂移时间和结电容效应,光电二极管的带宽可以表示成 (4.1.3) 式中,RL是负载电阻。 由上述分析可知,增加耗尽区宽度是非常有必要的。 由图4.1.2可见,I区的宽度远大于P+区和N区宽度,所以在I区有更多的光子被吸收,从而增加了量子效率;同时,扩散电流却很小。PIN光检测器反向偏压可以取较小的值,因为其耗尽区厚度基本上是由I区的宽度决定的。 当然,I区的宽度也不是越宽越好,由式(4.1.1)和式(4.1.3)可知,宽度w越大,载流子在耗尽区的漂移时间就越长,对带宽的限制也就越大,故需综合考虑。由于不同半导体材料对不同波长的光吸收系数不同,所以本征区的宽度选取也各不相同。例如Si PIN光吸收系数比InGaAs PIN小两个数量级,所以它的本征区宽度大约是40?m,而InGaAs PIN本征区宽度大约是4?m。这也决定了两种不同材料制成的光检测器带宽和使用的光波段范围不同,Si PIN用于850nm波段,InGaAs PIN则用于1310nm和1550nm波段。 4.1.2 APD光检测器 APD光检测器也称为雪崩光电二极管(Avalanche Photodiode),其工作机理如下:入射信号光在光电二极管中产生最初的电子-空穴对,由于光电二极管上加了较高的反向偏置电压,电子-空穴对在该电场作用下加速运动,获得很大动能,当它们与中性原子碰撞时,会使中性原子价带上的电子获得能量后跃迁到导带上去,于是就产生新的电子-空穴对,新产生的电子-空穴对称为二次电子-空穴对。这些二次载流子同样能在强电场作用下,碰撞别的中性原子进而产生新的电子-空穴对,这样就引起了产生新载流子的雪崩过程。也就是说,一个光子最终产生了许多的载流子,使得光信号在光电二极管内部就获得了放大。 从结构来看,APD与PIN的不同在于增加了一个附加层P,如图4.1.3所示。在反向偏置时,夹在I层与N+层间的PN+结中存在着强电场,一旦入射信号光从左侧P+区进入I区后,在I区被吸收产生电子-空穴对,其中的电子迅速漂移到PN+结区,PN+结中的强电场便使得电子产生雪崩效应。 图4.1.3 APD光电二极管 与PIN光检测器比较起来,光电流在器件内部就得到了放大,从而避免了由外部电子线路放大光电流所带来的噪声。我们从统计平均的角度设一个光子产生M个载流子,它等于APD光电二极管雪崩后输出的光电流IM与未倍增时的初始光电流IP的比值 (4.1.4) 式中,M称为倍增因子。倍增因子与载流子的电离率有关,电离率是指载流子在漂移的单位距离内平均产生的电子-空穴对数。电子电离率与空穴电离率是不相同的,分别 用 和表示,它们与反向偏置电压、耗尽区宽度、掺杂浓度等因素有关,记为 (4.1.5) 式中,kA为电离系数,它是光检测器性能的一种度量。对M的影响可由下式给出,即 (4.1.6) 当 时,仅有电子参与雪崩过程, , 增益随w指数增长;当 且 时,由式(4.1.6)可得,出现雪崩击穿。通常,M值的范围在10~500之间。 APD光电二极管出现雪崩击穿是因为所加的反向偏置电压过大,考虑到M与反向偏置电压之间的密切关系,常用经验公式描述它们的关系,即 (4.1.7) 式中,n是与温度有关的特性指数,n = 2.5~7;VBR是雪崩击穿电压,对于不同的半导体材料,该值从70~200V不等;V为反向偏置电压,一般取其为VBR的80%~90%。APD管使用时必须注意保持工作电压低于雪崩击穿电压,以免损坏器件。 4.2 光检测器的特性参数 4.2.1 光检测器性能参数 1.量子效率 入射光(功率为Pin)中含有大量光子,能转换为光生电流的光子数和入射的总光子数之比称为量子效率,它的计算由下式给出,即 (4.2.1) 式中,q为电子电荷(1.6×10-19C);IP为产生的光电流;h为普朗克常数;v为光子的频率。量子效率的范围在50%~90%之间。 2.响应度 光检测器的光电流与入射光功率之比称为响应度,有 (4.2.2) 响应度的单位是A/W。该特性表明光检测器将光信号转换为电信号的效率。R的典型值范围是0.5~1.0A/W。例如,Si光检测器在波长为900nm时,R值是0.65 A/W;Ge光检测器的R值是0.45 A/W(1300 nm时);InGaAs在波长为1300nm和1550nm时,响应度分别是0.9 A/W和1.0 A/W。 对于给定的波长,响应度是一个常数,但是当考虑的波长范围较大时,它就不是常数了。随着入射光波长的增加,入射光子的能量越来越小,如果小于禁带宽度时,响应度会在截止波长处迅速下降。 响应度与量子效率的关系为 (4.2.3) 考虑到APD光检测器的雪崩效应,它的响应度可表示为 (4.2.4) APD光检测器的响应度在0.75~130之间。 3.响应光谱 为了产生光生载流子,入射光子的能量必须大于光检测器材料的禁带宽度,即满足条件 (4.2.5) 常用半导体材料的禁带宽度和对应波长见表4.1。 表4.1 常用半导体材料的禁带宽度和对应波长 1067 1.17 Si 波长 /nm 禁带宽度Eg/eV 半导体材料 1664~924 0.75~1.35 InGaAs 1664~1006 0.75~1.24 InGaAs 879~650 1.42~1.92 AlGaAs 924 1.35 InP 876 1.424 GaAs 1610 0.775 Ge 波长 /nm 禁带宽度Eg/eV 半导体材料 式(4.2.5)也可以表示成 (4.2.6) 式中,?c称为截止波长。也就是说,对确定的半导体检测材料,只有波长小于截止波长的光才能被检测到,并且探测器的量子效率随着波长的变化而变化,这种特性被称做响应光谱。所以光检测器不具有通用性,各种材料的响应光谱不同。常用的光电半导体材料有Si,Ge,InGaAs,InGaAsP,GaAsP等,图4.2.1示出了几种材料的响应光谱。 图4.2.1 半导体材料的响应光谱 4.响应时间 响应时间是用来反映光检测器对瞬变或高速调制光信号响应能力的参数。如前所述,它主要受以下三个因素的影响:①耗尽区的光载流子的渡越时间;②耗尽区外产生的光载流子的扩散时间;③ 光电二极管及与其相关的电路的RC时间常数。 响应时间可以用光检测器输出脉冲的上升时间和下降时间来表示。当光电二极管的结电容比较小时,上升时间和下降时间较短且比较一致;当光电二极管的结电容比较大时,响应时间会受到负载电阻与结电容所构成的RC时间常数的限制,上升时间和下降时间都较长。 一般光检测器的产品技术指标中给出的是上升时间,对于PIN管而言,通常上升时间tr 1ns;对于APD管而言,该值小于0.5 ns。 光检测器的带宽与上升时间成反比,它们的关系可表示为 (4.2.7) 5.暗电流 暗电流是指光检测器上无光入射时的电流。虽然没有入射光,但是在一定温度下,外部的热能可以在耗尽区内产生一些自由电荷,这些电荷在反向偏置电压的作用下流动,形成了暗电流。显然,温度越高,受温度激发的电子数量越多,暗电流越大。对于PIN管,设温度为T1时的暗电流为Id(T1),当温度上升到T2时则有 (4.2.8) 式中,C是经验常数,Si光电二极管的C值为8。 暗电流最终决定了能被检测到的最小光功率,也就是光电二极管的灵敏度。 根据所选用半导体材料的不同,暗电流的变化范围在0.1~500 nA之间。 4.2.2 光检测器的噪声 光检测器的噪声是限制光纤通信系统接收机灵敏度的关键因素,其噪声源有以下几种。 1.散粒噪声 式(4.2.2)说明,如果入射光功率是一恒定值,光生电流就是一个常量。而实际上,光生电流是一个随机变量,它围绕着某一平均统计值而起伏,这种起伏称做散粒噪声的电流起伏is(t)。考虑散粒噪声电流的影响后,光电二极管中的光生电流表示为 (4.2.9) 式中,IP为平均电流。散粒噪声可以用均方散粒噪声电流表示,即 (4.2.10) 式中,B是带宽,它与我们的考察点有关,如果考察点在光电二极管的输出端,则B为光电二极管的带宽;如果考察点在光检测器后的判决电路端,则B为接收机的带宽。需要说明的是,式(4.2.9)已经考虑了暗电流的影响。 对于雪崩光电二极管,散粒噪声受到了雪崩效应的影响,其计算公式为 (4.2.11) 式中,FA称为过剩噪声指数,它由下面的公式计算,即 (4.2.12) 式中,kA是电离系数,它与选用的半导体材料有关,对于Si,kA为0.03;对于Ge,kA为0.8;对于InGaAs,kA为0.5。 式(4.2.12)表明,为了得到较小的过剩噪声指数,就需要有较小的电离系数,这就是为什么用Si材料制作的APD性能要优于其他材料制作的APD的原因。 当电离过程仅仅是由电子引起的时候,? h = 0,kA = 0,此时FA的极限值为2。 散粒噪声属于白噪声,为了降低它的影响,通常在判决电路之前使用低通滤波器,使得信道的带宽变窄。 2.热噪声 温度变化导致的瞬间电子数目围绕其平均值的起伏称为热噪声。热噪声由均方热噪声电流表示,即 (4.2.13) 式中,kB为玻耳兹曼常数(1.38×10-23J/K);T为热力学温度;RL为负载电阻。式(4.2.13)适用于PIN和APD光检测器。 3.1/f噪声 除了散粒噪声和热噪声以外,光电二极管还存在1/f噪声,顾名思义,该噪声与频率成反比,一般而言,它的影响只在低频范围内,当信号的调制频率大于100MHz时,就可以忽略它对光电二极管输出信号的作用了。 综上所述,光电二极管总的噪声电流均方值可以表示为 (4.2.14) 在实际使用中,噪声也可以用单位带宽的电流均方根表示,对于散粒噪声,有 (4.2.15) 图4.2.2 PIN光电二极管 (深圳飞通光电股份有限公司提供) 4.2.3 光检测器产品介绍 1.PIN产品及参数 PIN光电二极管具有较好的光电转换线性度、响应速度快、不需要高的工作电压等优点,得到了广泛的应用。图4.2.2为PIN管的外形图。表4.2为其性能指标。 表4.2 长波长PIN管性能指标(深圳飞通光电股份有限公司提供) pF 0.75 — — VR = 5V C 电容 ns — 0.1 — RL = 50? t r, tf 上升、下降时间 ?m — 75 — ? 光敏面直径 mW 10 — — VR = 5V P 饱和光功率 A/W — — 0.80 VR = 5V, ? = 1310nm R 响应度(1310nm) nA 5 1 — VR = 5V, 25℃ Id 暗电流 nm 1600 — 1100 ? 波长 单位 最大 典型 最小 测试条件 符号 参数 表4.2中的饱和光功率决定了光电流作为光功率的线性关系的最大功率值。当入射光功率比较大时,光生电流不再与输入功率成正比,而是呈饱和趋势,式(4.2.2)不再成立。光敏面直径则决定了光电二极管的激活区,当光从光纤耦合到光电二极管必须考虑该参数的作用,应选择合适的透镜系统,使得光电二极管的感光区达到最大光覆盖。制造商在很多产品中已经解决了光纤到光电二极管的耦合问题,如图4.2.2所示的带有尾纤的产品。电容的数值依赖于所加的反向偏振电压,所以表4.2中给出了测试条件。 除了上述的性能指标外,还有该光电二极管额定极限值,它们是:存储温度为-40℃~+85℃,工作温度为-40℃~+85℃,反向电压为30V。 光电二极管的输出电流比较小,必须在它后面加放大器,对微弱的电流信号进行放大,将光电二极管和放大器制作在一起就是光检测器组件。如PIN-TIA组件和APD-TIA组件,其中TIA称为互阻放大器,它可以将电流信号转换成电压信号,在光接收机中,常将它称为前置放大器。 图4.2.3 APD-TIA光检测器 (深圳飞通光电股份有限公司提供) 2.APD产品及参数 图4.2.3示出了传输速率为2.5GBb/s、APD-TIA同轴带尾纤的光检测器组件示意图,它具有内置的AGC电路,差分输出,采用5针带尾纤封装。 表4.3给出了该APD-TIA组件的光电性能。 dB -30 — — ? = 1310nm,单模光纤 ORL 光反射 dBm -31 -33 — AC, RL = 50?, NRZ, 2.48832Gb/s,PRBS = 223-1, RER = 10-10, ? = 1550nm Pr 灵敏度 dBm — -5 -7 AC, RL = 50?, NRZ, 2.48832Gb/s,PRBS = 223-1, RER = 10-10, ? = 1550nm Ps 饱和光功率 k? 2.5 2 1.6 差分输出,f = 100MHz Zt 跨阻 ? 80 60 40 差分输出 Z0 输出阻抗 GHz — 1.8 1.5 AC, RL = 50?, M = 10, ? = 1310nm, Pin = -30dBm 带宽(-3dB) A/W — 0.85 0.75 Pin = -30dBm, ? = 1310nm, M = 1 R 响应度 mA 65 50 35 DC 工作电流 V/℃ — 0.126 — Tc = -20℃~+85℃ ? VBR温度系数 V 70 — 50 Id = 100?A,Tc = +25℃ VBR APD击穿电压 nm 1580 — 1260 — ? 响应波长 最大值 典型值 最小值 单位 范 围 测 试 条 件 符号 参 数 APD-TIA的极限额定参数有:TIA工作电压(+5V),TIA工作电流(70mA),APD偏置电压(VBR),APD偏置电流(2mA)等。 使用光电二极管的注意事项有:①静电防护,仪器设备、工具、电路板接地良好,操作者需穿戴防静电服并通过高电阻接地;②焊接温度不超过260℃,焊接时间不超过10s;③严禁超过额定极限电压。 4.3 光 接 收 机 4.3.1 光接收机的组成 光接收机的作用是将光纤终端的光信号转换为电信号,然后进行放大、处理,最后还原成原始的电信号形式。光接收机是光纤通信系统的重要组成部分,它的性能的优劣直接影响了整个光纤通信系统的性能。 光纤通信系统分模拟和数字两种传输系统。在这两种不同系统中采用的光接收机分别称为模拟光接收机和数字光接收机。模拟光接收机比较简单,方框图如图4.3.1(a)所示,光检测器的输出信号经低噪声前置放大器放大后,送入主放大器做进一步放大处理,然后根据模拟信号的调制方式,选择相应的解调器,解调后的信号即为所需的模拟电信号。模拟光接收机的技术指标将在第6章中讨论。 数字光接收机方框图如图4.3.1(b)所示,考虑到数字系统的普及性,本节重点介绍数字光接收机各部分的功能及相关的技术指标。 如图4.3.1所示,光接收机主要由光检测器、前置放大器、主放大器、滤波器、判决电路、时钟恢复电路、自动增益控制电路等电路组成。各部分的功能叙述如下。 1.前置放大器 从光检测器输出的电流信号十分微弱,必须经过前置放大器放大,前置放大器在光接收机中起关键作用,要求它有足够小的噪声、适当的带宽和一定的增益。前置放大器有多种类型,如双极型晶体管前置放大器、场效应晶体管互阻抗前置放大器、PIN-FET(PIN管与场效应管)前置放大器组件等。图4.3.2示出了被广泛采用的放大器原理图,其输出电压为 (4.3.1) 互阻放大器的主要优点是:动态范围较宽;输出阻抗小,不易感应耦合噪声;性能稳定,容易通过调节RF控制增益。 2.增益可调节的主放大器 前置放大器输出信号的幅度对于信号的判决是不够的,因此还需主放大器做进一步的放大。主放大器除了将前置放大器输出的信号放大到判决电路所需要的信号电平外,还起着调节增益的作用。当光电检测器输出的信号出现起伏时,通过光接收机的自动增益控制电路对主放大器的增益进行调整,即输入信号越大,增益越小,反之,对于小的信号呈现较大的增益,这样主放大器的输出信号幅度在一定范围不受输入信号的影响。一般主放大器的峰-峰值输出大约是几伏。 图4.3.2 互阻放大器作为前置放大器 3.滤波器 在数字光纤通信系统中,光脉冲从光发射机输出,经过光纤长距离传输,由于光纤色散的影响,波形将出现拖尾,系统中其他的器件,如光放大器、光检测器等,因其带宽的限制和非理想的传输特性,会使光脉冲发生畸变,同时加剧码元间的串扰,造成判决电路误判,产生误码。所以在判决电路前必须加滤波器对已发生畸变和有严重码间干扰的信号进行均衡,使其尽可能地恢复原来的状况,以利于定时判决。 滤波器的机理可以用图4.3.3的波形说明。图4.3.3(a)中的波形表示单个已经发生拖尾现象的码元,在其他码元的判决时刻,其存在的拖尾会对其他码元造成串扰。但经过滤波器后输出的波形,在本码元判决时刻,波形的瞬时值为最大值;而这个码元波形的拖尾在邻码判决时刻的瞬时值应为零。这样,即使经过滤波均衡以后的输出波形仍有拖尾,但是这个拖尾在邻码判决的这个关键时刻为零,从而不干扰对相邻码元的判决,上述这种情况可从图4.3.3(b)中明显地看出。 图4.3.3 滤波器均衡波形示意图 4.时钟恢复和判决电路 为了能从滤波器的输出信号判决出是“0”码还是“1”码,首先要设法知道应在什么时刻进行判决,亦即应将混合在信号中的时钟信号(又称定时信号)提取出来,这是时钟恢复电路应该完成的功能。接着再根据给定的判决门限电平,按照时钟信号所“指定”的瞬间来判决由滤波器送过来的信号,若信号电平超过判决门限电平,则判为“1”码;低于判决门限电平,则被判为“0”码。上述信号再生过程,可从图4.3.4中十分明显地看出来。 图4.3.4 信号再生示意图 4.3.2 光接收机的技术指标 灵敏度是光接收机最重要的参数,它表征光接收机调整到最佳工作状态时,接收机接收微弱信号的能力。对于模拟光接收机而言,则是光接收机工作在规定信噪比SNR(Signal Noise Ratio)所要求的最小平均接收光功率;对于数字光接收机而言,它等于在满足特定误码率BER(bit error rate)条件下,光接收机所需的最小平均光功率,通常,数字光接收机要求的误码率小于10-9,也即要求1×109个码元中最多有1个错码。由于灵敏度与误码率密切相关,所以先讨论数字光接收机误码率的决定因素,然后再介绍灵敏度的表达式及与误码率的关系。 1.误码率 误码率的定义是 (4.3.2) 造成误码的原因很多,如光纤的色散、光电二极管的噪声、前置放大器的噪声等,在这里讨论的是光接收机噪声对误码率的影响。 为了计算光接收机的误码率,必须知道滤波器输出信号的概率分布。图4.3.5(a)为比特1和比特0的脉冲电平示意图,记接收比特1和比特0的概率密度函数分别为p (v/1)、p (v/0),如图4.3.5(b)所示,判决电平为vth。显然,在判决时刻将比特1误判成0的概率是p (v/1)曲线中v≤ vth的概率,它由下式计算,即 (4.3.3) 式中,P1的下标1表示应出现比特1。同样,判决时刻将比特0误判成1的概率即是曲线到达的概率相同,都是1/2,误码率则为 (4.3.5) 图4.3.5 误码率的判定 滤波器输出信号在抽样时刻的统计特性常用高斯分布近似来描述,高斯分布的概率密度为 (4.3.6) 式中,m为高斯随机变量的均值,也称为数学期望;为方差。 利用概率密度函数便可计算P1和P0。设比特1对应的高斯输出均值和方差分别是b1和,比特0对应的高斯输出均值和方差分别是b0和,如图4.3.6所示。 图4.3.6 比特1和比特0的高斯噪声统计特性 先考虑发送比特0的情况,此时的误码是由于噪声超过了阈值,从而误判成1。运用式(4.3.4)和式(4.3.6),可得 (4.3.7) 其次考虑发送比特1的情况,此时的误码是由于抽样的信号加噪声落在阈值以下。这种情况的概率是 (4.3.8) 引入互补误差函数 (4.3.9) 则式(4.3.7)和式(4.3.8)可分别表示成 (4.3.10) (4.3.11) 可以证明,选取合适的 ,满足下列关系 (4.3.12) 此时,误码率BER最小,即 (4.3.13) 式中的近似表达式是由互补误差函数的渐进展开式而来。 下面分析一下Q的物理意义。由式(4.3.12)可以得到的表达式为 (4.3.14) 将式(4.3.14)带回到式(4.3.12)中,参数Q又可以表示成 (4.3.15) 式中的分子(b1-b0)是比特1和比特0的平均电压之差,分母()则是在比特0和比特1电平上的噪声电压的均方根值。如果比特0对应的平均电压等于零,则Q就是信号电压与噪声电压之比,所以称Q为数字信噪比。显然,Q值越大,误码率就越小。图4.3.7显示了BER与Q的关系曲线的要求,可以查到Q = 6;如果希望BER 1×10-12,必须使Q 7。 图4.3.7 BER与Q的关系曲线.量子极限 假设光检测器具有理想特性,量子效率为1,且无热噪声,无暗电流,这样没有光功率入射时,就没有电子-空穴对产生。在该条件下,就可以得到数字系统中对于给定误码率所要求的最小接收光功率,这个最小接收到的功率值就是量子极限。量子极限的计算公式如下: (4.3.16) 式中,Np是比特1所含的平均光子数;B为比特率。 Np值取决于所需达到的特定比特率。对于理想光检测器,已经不能用前述的高斯分布来描述噪声特性,而是应用泊松分布形容电子-空穴对产生的起伏,即 (4.3.17) 式中,n为Np个光子产生的电子-空穴对数,光功率入射到光检测器上而没有产生电子-空穴对的概率是 (4.3.18) 由此可以推导得出误码率的表达式 (4.3.19) 由式(4.3.19)可以算得,当要求时,Np = 9 ln 10 ? 21,也就是说,每个比特1含有的平均光子数应至少为21个,这就是所谓的量子极限值。用式(4.3.16),可以得到对于确定波长、比特率、量子极限的功率要求。 量子极限是对系统特性的基本物理限制,大多数接收机的灵敏度要比量子极限高出20dB左右。 3.灵敏度 光接收机的灵敏度与诸多因素有关,比如光检测器的灵敏度、前置放大器的类型和噪声特性、光脉冲形状、非理想均衡等,计算方法有很多种,也较为复杂,这里仅仅给出一种计算的公式,对它的推导过程就不再赘述。 光接收机中光检测器类型的不同,灵敏度的计算方法也不一样。对于PIN检测器,光接收机的灵敏度可表示为 (4.3.20) 式中,E是消光比,此处的定义是 ,P0、P1分别为传输比特1和比特0的功率;Q为数字信噪比;h是普朗克常数;c是光速;? 是光波长; 是考虑光检测器和放大器等因素在内的接收机噪声电流的均方根值,它也与光接收机的带宽有关。 对于APD光接收机,如果忽略其暗电流的线) 式中, ;FA为过剩噪声指数;I1为与波形有关的参数,其值一般在1~3.2之间;Rb为比特率;M为倍增因子。 当光接收机灵敏度一定时,由式(4.3.21)可见,需要的信号功率随着雪崩增益增大而减小。但同时,过剩噪声指数也增大。可见存在一个倍增因子的最优值Mopt,使得灵敏度为最小值。由于过剩噪声指数是一个与材料有关的量,光接收机的灵敏度与光检测器材料密切相关,计算说明,小的电离系数kA值对灵敏度具有明显的改善作用。 4.4 光收发合一模块 光收发合一模块是将传统分离的发射、接收组件合二为一的一种新型光电器件,其应用的领域包括千兆以太网、同步数字传输系统(SDH /SONET)、CWDM、CDMA光纤直放站、光纤通道、城域网等,传输速率分为155Mb/s、622Mb/s、1.25Gb/s、2.5Gb/s、10Gb/s等,采用的波长为850nm、1310nm、1550nm,传输距离从几百米到一百多千米。 光收发合一模块通常由插拔式光电器件、电子功能线路和光接口几个部分组成,图4.4.1为一些光收发合一模块的外形图。 这里介绍某光收发合一模块产品,其功能简述如下:2.488Gb/s光发射接收单元;16路155.52Mb/s复用/解复用功能;采用1310/1550nm无制冷DFB激光器和APD型光接受组件,可传输40~80km;差分LVPECL(低压正发射极耦合逻辑)数据接口;诊断环回;线是该产品的结构框图,产品型号RTXM163/164。 数据发送部分的工作如下:待发送的并行16位数据TXD[15.0]在输入信号时钟作用下进入FIFO(先进先出)缓冲器,然后被转换成串行数字形式,送入LD驱动器,经过DFB LD变为光脉冲输出。数据接收部分的工作如下:光信号由APD-TIA(由APD BIAS UNIT提供偏置电压)检测放大后,进入CDR(时钟数据恢复)电路,CDR内设限幅放大器、锁相环等电路,将2.5Gb/s的数据处理后再送入串行到并行转换电路中,最后并行16位输出到外部电路。图4.4.2的左侧是外部电路,它分为数据发送(DATA TX)和数据接收(DATA RX)两部分,数据在这里可以根据要求(如SDH系统)进行处理,如转换为帧结构形式,所以,也可将这部分电路称为成帧器/映射器(FRAMER/MAPPER)。该模块采用了外接的系统时钟,通过分频器(CLOCK Synthesizer)的信号为发送数据通过2.5Gb/s的时钟信号。电路中的诸多控制时钟CLK均可根据需要设置为上升沿或下降沿触发(P/N)。 图4.4.1 光收发合一模块外形 (深圳飞通光电股份有限公司提供) 图4.4.2 2.5Gb/s长程Transponder模块结构 (武汉电信器件公司提供) *